第101部分

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哐怪繃韉繚粗械惱�韉緶芬話悴捎枚嗉墩�髕�20。可以使得整流二極體和電容的耐壓值降低，體積減小。由於對高頻交流電壓15整流，多級整流器20採用快速整流二極體。此處的快速整流二極體並不是在電流過零點導通，各級整流電路依次導通，二極體會產生較大的開關損耗，使得高壓直流電源100的整體效率降低。

如圖2所示，根據本發明的一個實施例的高壓直流電源200拓撲。逆變器40增加了一個全控開關管28，若開關管28斷開，逆變器40的結構和逆變器10相同。直流母線電壓23處增加一個電容組。採用兩個電容組串聯的方式。考慮到電容組36和38的均壓充電，前端可採用變壓器42、不可控整流器46和48實現。變壓器42的初、次級繞組匝數比1：1，次級兩個繞組，產生相同的電壓經過不可控整流器46和48對兩個電容組36和38充電，可保證串聯電容組的均壓充電。待充電完成，逆變器40開始工作，直流母線電壓23無法調節。

如圖3所示，逆變器40增加了開關管28，可輸出5種脈衝電平。5種脈衝電平的值固定不變，只是離散的5個值。開關管2、4、6、8、28只在諧振電流過零點時切換，因此開關頻率固定，為諧振頻率。逆變器40的工作狀態有5種。分別稱為2正向諧振、1正向諧振、自由諧振、1反向諧振和2反向諧振。5種狀態的作用週期也固定，為諧振週期一半的整數倍，也可以使5種狀態的工作週期在升壓階段和穩定階段選用不同的值。但都是諧振週期一半的整數倍。

5種狀態的開關導通方式為：（1）　諧振電流為正時，2正向諧振是導通開關管2和8；諧振電流為負時。2正向諧振是導通開關管4和6。（2）　諧振電流為正時，1正向諧振是導通開關管28和8；諧振電流為負時。1正向諧振是導通開關管28和6。（3）　諧振電流為正時，自由諧振導通開關管2或8，導通開關管2與二極體16使得串聯諧振電路形成迴路，導通開關管8與二極體14使得串聯諧振電路形成迴路；諧振電流為負時，自由諧振導通開關管4或6，導通開關管4與二極體18使得串聯諧振電路形成迴路，導通開關管6與二極體12使得串聯諧振電路形成迴路。（4）　不管諧振電流是正或負，1反向諧振是導通開關管28，諧振電流為正時，開關管28與二極體16使得串聯諧振電路向電容組36回饋電能；諧振電流為負時，開關管28與二極體8使得串聯諧振電路向電容組38回饋電能。（5）　不管諧振電流是正或負，2反向諧振是關斷開關管2、4、6、8和28。當諧振電流是正時，二極體14和16導通使得串聯諧振電路向直流母線上回饋電能；當諧振電流為負時，二極體12和18導通使得串聯諧振電路向直流母線上回饋電能。

逆變器輸出狀態概括為正向諧振、自由諧振和反向諧振。正向諧振，直流母線給串聯諧振電路和負載提供電能，負載電壓17會升高。直流母線電壓越高，輸出的功率越大，串聯電路儲存的電能就越多，負載電壓17上升的幅度就越大；自由諧振，儲存在串聯諧振電路的電能向負載供電，由於負載的消耗，負載電壓17必然會下降，只是下降幅度較小；反向諧振，儲存在串聯諧振電路中的電能不僅向負載供電，還將電能回饋給直流母線，負載電壓17必然下降，而且幅度較大。因此，如果直流母線電壓所提供的功率恰好等於負載的消耗，那麼負載電壓將無波動，保持不變。然後直流母線電壓不易頻繁改變，會造成整個高壓直流電源的不穩定。諧波大大增加，帶來更多的危害。因此。逆變器40輸出的脈衝電平越多，負載電壓17的波動必然越小。採用9電平逆變器時，輸出電壓17的波動極小，可以滿足對電能質量需求極高的裝置，再繼續增加電平，效果不再明顯，反而增加硬體電路的複雜度。

直流母線電壓23、串聯諧振電路儲存的電能和輸出電壓17之間存在一定的對應關係，決定5種狀態的選擇。可建立模擬模型，繪製給定電壓值與測量值17的差值與5種狀態在不同電容電壓32下的曲線，實施時採用比較法確定狀態輸出即可。逆變器40硬體電路簡單。可輸出5電平，只是需要採集電容電壓32，輸出電壓17和分辨諧振電流34的過零點，對訊號採集電路要求較高，控制處理器的速度要夠快。但是由於演算法和控制簡單，採用中低端cpld/fpga都可以實現。

圖1中的多級整流器20的各級整流器導通不一致，由於是高頻高壓整流，快速整流二極體的導通和斷開會造成較